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1.引言
開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)晶體管的導通和關(guān)斷的時間比率，維持輸出電壓穩(wěn)定的一種電源，它和線性電源相比，具有效率高、功率密度高、可以實現(xiàn)和輸人電網(wǎng)的電氣隔離等優(yōu)點，被譽為離效節(jié)能電源M目前開關(guān)電源已經(jīng)應用到了各個領域，尤其在大功率應用的場合，開關(guān)電源具有明顯的優(yōu)勢。
開關(guān)電源一般由脈沖寬度控制(PWM)IC、功率開關(guān)管、整流二極管和LC濾波電路構(gòu)成。
在中小功率開關(guān)電源中，功率開關(guān)管可以集成在PWM控制IC內(nèi)。開關(guān)電源按反饋方式分為電壓模式和電流模式。電流模式開關(guān)電源因其突出的優(yōu)點而得到了快速的發(fā)展和廣泛的應用。但是電流模式的結(jié)構(gòu)決定了它存在兩個缺點:恒定峰值電流而非恒定平均電流引起的系統(tǒng)開環(huán)不穩(wěn)定:占空比大于50%時系統(tǒng)的開環(huán)不穩(wěn)定。本文旨在從原理上分析傳統(tǒng)電流模式的缺陷及改進方案，之后分析一個實用的斜坡補償電路。
2.電流模式的原理分析開關(guān)電源可以有很多種結(jié)構(gòu)，但原理基本相似。圖1是電流模式降壓斬波fg(Buck)開關(guān)電源的原理圖。
它和電壓模式的主要區(qū)別是增加了電流采樣電阻R3和電流放大器IA. R3的阻值一般很小，以避免大的功耗。功率管Ql在每個周期開始的時候開啟并維持一段時間Ton，通過濾波電感Lo對濾波電容C。充電、同時向負載提供電流，此時Lo上電流隨時間的變化率為
πf 比較并放大，變?yōu)樾盘朧EA；同時R3兩端的壓降經(jīng)IA放大后變?yōu)樾盘朧IA，當VIA高于VEA時，相關(guān)控制電路將控制功率管關(guān)斷，從而達到調(diào)節(jié)占空比的目的。通過實時地調(diào)節(jié)占空比，輸出電壓可以穩(wěn)定在一個預先設定的值。上述工作過程的波形如圖2,實線表示連續(xù)工作模式，虛線表示不連續(xù)工作模式，其中Clock表示時鐘信號，VEA表示EA的輸出，VIA表示IA的輸出，IQ1是功率管的電流，ID1是二極管電流
電流模式由于采用了電壓一電流雙環(huán)控制顯著改善了開關(guān)電源的性能，主要表現(xiàn)在：① 根本消除了Push-pull開關(guān)電源存在的磁通量失恒問題磁通量失恒會減弱電感的承壓能力，導致功率管電流不斷增大并最終燒毀。電流模式在每個周期都限定功率管峰值電流，能徹底杜絕磁通量失恒.② 電壓調(diào)整率顯著減小。當輸人電壓波動時圖1中的電流檢測電阻R3會立即檢測到峰值電流的變化，快速調(diào)整占空比，使輸出電壓穩(wěn)定③ 簡化了反饋電路的設計LC濾波電路在頻率達到共鳴頻率
3.電流模式的缺點
3.1恒定峰值電流引起的電感平均電流不恒定電流模式的實質(zhì)是使電感平均電流跟隨誤差放大器輸出電壓VEA設定的值，即可用一個恒流源來代替電感，使整個系統(tǒng)由二階降為一階。但在常用的峰值電流模式中，不同的占空比會導致不同的電感平均電流。這可以由平均電流的計算式看出:
p是峰值電流，dl是峰值電流和最小值的差值，T是時鐘周期，ton和toff分別為功率管開啟時間和關(guān)斷時間如圖3所示，當由于某種原因使輸人電壓從Vdc1變化到Vdc2，電感電流的上升沿斜率將會變化（Vdc2-Vdc1）/Lo而下降沿斜率不變.占空比將從Dl變?yōu)镈2，電感電流的平均值從Iav1變化到Iav2，這往往會導致輸出電壓在一段時間內(nèi)振蕩
3.2 電感擾動電流引起的輸出振蕩在輸入電壓不變的條件下，當由于某種外部原因使電感上的電流在一個下降沿結(jié)束時發(fā)生小的擾動AI，因為電流的上升沿和下降沿的斜率以及峰值電流都不變，所以在下一個周期結(jié)束后，這個擾動電流將被放大為
4.斜坡補償?shù)脑矸治?/p>
前面分析的兩個不穩(wěn)定情況實際上都是因為占空比改變引起了電感平均電流的變化，最終導致輸出電壓在一段時間內(nèi)振蕩，尤其當占空比大于50%時更加嚴重。如果能使系統(tǒng)在占空比足夠大的時候才發(fā)生上述不穩(wěn)定現(xiàn)象，就相當于解決了這兩個問題。設圖1中電阻R3上的壓降為Vs，可以嘗試在Vs上疊加一個斜率為m，且在時鐘周期起點處等于零的電壓，則經(jīng)IA放大后相當于在信號VIA上疊加了一個斜率為Avm的電壓。再設電感上有擾動電流AI，經(jīng)IA放大為AvAI。由圖5可以證明，經(jīng)過一個周期后這個擾動電流的值變?yōu)?/p>
把m1D=m2（1-D）代入（3）式得
鉗位二極管DI、D2，分壓電阻網(wǎng)絡RI,R 2.R 3和R4共同決定了Q5, Q6和Q7的開啟點當一個時鐘周期開始時，Vdrv由低變高，Q1管導通，同時Vosc從最小值開始以一定的斜率上升Q4、Q5, Q6和Q7先后開啟，這四個晶體管集電極電流的總和被由Q2, Q3, R9. R10構(gòu)成的比例電流鏡鏡像后輸出到Iout。設NPN晶體管的開啟閡值為VTn,D l和D2的正向?qū)▔航刀紴閂D, Ql的C-E結(jié)壓降近似為零，則通過兩個二極管的電流為
b0、IQ50是Q6開啟時的二極管和Q5的電流，Ib1、IQ51、IQ60是Q7開啟時的二極管、Q5和Q6的電流。[page]Q2 的集電極電流為上述四個晶體管的集電極電流總和：
圖7是在選取了元件尺寸后計算機仿真波形。其中Vosc是理想化的鋸齒波，Iout是輸出的補償電流，IQ4、IQ5、IQ6、 IQ7分別是Q4, Q5, Q6和Q7的漏極電流，可以看到，為了在占空比小于50%的時候系統(tǒng)更加穩(wěn)定，Q4在每個周期開始時就已經(jīng)開啟，但是電流的斜率較小。隨著Vosc以恒定的斜率上升，將先后在t1, t2, t3時達到Q5, Q6和07的開啟點。設Q4, Q5, Q6, Q7開啟后的電流斜率分別為m4, m5, m6和m7，
